高频电路不稳定？教你从零实战小功率开关电源
本章节以实用小型电源的设计为例，说明电源设计的方法。控制电路形式为它激式，采用UC3842为PWM控制电路。电源开关频率的选择决定了变换器的特性。开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。但随着频率的提高，诸如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗会越来越突出，对磁性材料的选择和参数设计的要求也会越苛刻。另外，高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。在本电源中，选定工作频率为85 kHz。
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电源设计指标
小型电源输入、 输出参数如下：
输入电压：AC 110/220 V；
输入电压变动范围：90～240 V；
输入频率：50/60 Hz；
输出电压：12 V；
输出电流：2.5 A。
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电路结构的选择
小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路，使电源结构简单，工作可靠，成本低。与单端反激式电路相比，单端正激式电路开关电流小，输出纹波小，更容易适应高频化。用电流型PWM控制芯片UC3842构成的单端正激式开关电源的主电路如图6-1所示。
单端正激式开关电源加有磁通复位电路，以释放励磁电路的能量。在图6-1中，开关管VT导通时V1导通，副边线圈N2向负载供电，V4截止，反馈电线圈N3的电流为零；VT关断时V1截止，V4导通，N3经电容C1滤波后向UC3842⑦脚供电，同时原边线圈N1上产生的感应电动势使V3导通并加在RC吸收回路。由于变压器中的磁场能量可通过N3泄放，而不像一般的RC D磁通复位电路消耗在电阻上，因此可达到减少发热，提高效率的目的。
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元件设计
1)变压器和输出电感的设计
依据UC3842应用方式，选定定时电阻RT＝1.8 kΩ，定时电容CT＝10μF。确定开关频率f＝85 kHz，周期T＝11.8 μs。
设计单端控制开关电源时，一般占空比D最大不超过0.5，这里选择D＝0.5，则：
根据电源规格、输出功率、开关频率选择PQ26/25磁芯，磁芯截面积S＝1.13 cm2，磁路有效长度l＝6.4 cm，饱和磁通密度BS＝0.4 T。取变压器最大工作磁感应强度Bmax ＝ BS/3≈0.133 T，则电感系数A为：
变压器原边线圈匝数N1为：
式中，Ui为最小直流输入电压。
交流输入电压的最小值约为90 V, Ui＝90× ≈127 V，得出N1＝49.9匝，取50匝。原边线圈电感L＝AN12＝11.1 mH。
副边线圈匝数为：
式中，UDF为整流二极管V1上的压降；UL为输出电感L上的压降。
取UDF+UL＝0.7 V，代入式(6-4)，得N2＝10匝。副边线圈电感：
开关管断开时，N1两端将会产生感应电动势，为了保证开关管正常工作，将感应电动势限制到e=300V。反馈电线圈向UC3842提供U＝12V的工作电压，按电容C1上的电压UC＝16V计算，以保证有足够的供电电压给UC3842。由N3＝(UC/e)N1可得N3＝2.67匝，取3匝。
变压器副边电流为矩形波，其有效值为：
导线电流密度取4 A/mm2，所需绕组导线截面积为1.77/4≈0.44 mm2。同样可选择原边绕组导线，原边电流有效值为：
所需绕组导线截面积为0.354/4＝，选用截面积为0.096 21mm2的导线(?0.41 mm)。取输出电感的电流变化量ΔIL＝0.2Io＝0.5A，则输出电感为：
式中, U2为副边线圈最小电压。计算得：
取UDF＝0.5 V，Uo＝3 V，代入式(6-8)可得L＝140μH。根据输出电感上的电流IL＝Io，所需绕组导线截面积应为2.5/4＝0.625 mm2，故选择截面积为0.6362 mm2导线(?0.96 mm)。
2) 开关管、整流二极管和续流二极管的选择
由于开关管断开时原边线圈N1两端的感应电动势限制到eL≈300 V，交流输入电压经全波整流、电容滤波后，直流输入电压的最大值。
所以整流二极管所承受的最高反向电压为：
续流二极管所承受的最高反向电压为：
流过整流二极管和续流二极管的最大电流为：
得ID＝2.75 A。根据以上计算选择肖特基半桥MBRCT，平均整流电流为25 A，反向峰值电压为120 V。开关管选用MOSFET 2SK793，漏源击穿电压为900 V，最大漏极电流为3 A。
3)反馈电路的设计
电流反馈电路采用电流互感器，通过检测开关管上的电流作为采样电流，原理如图6-2 所示。电流互感器的输出分为电流瞬时值反馈和电流平均值反馈两路，R2上的电压反映电流瞬时值。开关管上的电流变化会使UR2变化，UR2接入UC3842的保护输入端③脚，当UR2＝1 V时，UC3842芯片的输出脉冲将关断。通过调节R1、 R2的分压比可改变开关管的限流值，实现电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。输出脉冲关断，实现对电流平均值的保护，属于截流式保护。